OFDM - OFDMA VÀ ỨNG DỤNG TRONG CÔNG NGHỆ TRUY CẬP BĂNG RỘNG KHÔNG DÂY - 7

Chia sẻ: Cao Tt | Ngày: | Loại File: PDF | Số trang:9

Thêm vào BST

Báo xấu

140
lượt xem 24
download

Download Vui lòng tải xuống để xem tài liệu đầy đủ

Bảng các từ viết tắt dịch tần số phải trong khoảng 1% của khoảng cách sóng mang. Điều này sẽ không khả thi khi hệ thống OFDM sử dụng các bộ dao động tinh thể thạch anh chất lượng thấp mà không áp dụng bất kỳ kỹ thuật bù khoảng dịch tần số nào. Ước lượng khoảng dịch tần số sử dụng hai symbol dẫn đường OFDM, với symbol thứ hai bằng symbol thứ nhất dịch sang trái Tg (Tg là độ dài tiền tố lặp CP). Các tín hiệu cách nhau khoảng thời gian T (độ dài symbol FFT)...

Chủ đề:

Bình luận(0) Đăng nhập để gửi bình luận!

Lưu

Nội dung Text: OFDM - OFDMA VÀ ỨNG DỤNG TRONG CÔNG NGHỆ TRUY CẬP BĂNG RỘNG KHÔNG DÂY - 7

Bảng các từ viết tắt dịch tần số phải trong khoảng 1% của khoảng cách sóng mang. Điều này sẽ không khả thi khi hệ thống OFDM sử dụng các bộ dao động tinh thể thạch anh chất lượng thấp mà không áp dụng bất kỳ kỹ thuật bù khoảng dịch tần số nào. Ước lượng khoảng dịch tần số sử dụng hai symbol dẫn đường OFDM, với symbol thứ hai bằng symbol thứ nhất dịch sang trái Tg (Tg là độ dài tiền tố lặp CP). Các tín hiệu cách nhau khoảng thời gian T (độ dài symbol FFT) thì giống hệt nhau j 2 ( fC T ) ngoại trừ thừa số pha e do khoảng dịch tần số. Khoảng dịch tần số được phân thành phần thập phân và phần nguyên:  f cT  A   (3.1) Ở đây phần n guyên A và phần thập phân ρ є (-1/2, 1/2). Phần thập phân được ước lượng bằng cách tính tương quan giữa các mẫu tín hiệu cách nhau một khoảng thời gian T. Phần nguyên được tìm bằng cách sử dụng chuỗi PN được mã hóa vi phân qua các sóng mang phụ lân cận của hai symbol dẫn đường. 3.2.2.1 Ước lượng phần thập phân. Khi không có nhiễu ISI, các mẫu tín hiệu thu được tín hiệu như sau: l j 2 π ( Δf C T ) N  z (l ) y ( l )  s ( l ) .e (3. 2) Trong đó, : số mẫu (miền thời gian) l : mẫu tín hiệu thu y(l) : tổng số sóng mang phụ N : mẫu nhiễu z(l) Và tín hiệu s(l) được biểu diễn như sau:
Bảng các từ viết tắt l N 1 j 2 πk 1  U (k ) C (k ) e N s (l )  (3.3) N l 0 Trong đó, : chỉ số sóng mang phụ k U(k) : dữ liệu điều chế trên sóng mang phụ C(k) : đáp ứng tần số sóng mang phụ Tính tương quan giữa các mẫu cách nhau khoảng T (tức N mẫu) ta có: N 1  y (l ) .y  J (l  N ) (3.4) l 0 Và phần thập phân của khoảng dịch tần số được ước lượng như sau:  1    (3.5) arg J 2 Nếu SNR cao và bỏ qua mọi xuyên nhiễu như (3.4). J có thể được triển khai sắp xếp lại thành phần tín hiệu và phần nhiễu Gaussian. Định nghĩa phần lỗi ước lượng phần thập phân:       (3.6) Độ lệch chuẩn được tính như sau: 1 2 E [  ]  (3.7) 2 N SNR Hình 3.3 so sánh độ lệch chuẩn của lỗi ước lượng FOE giữa mô phỏng và tính toán tại các giá trị SNR khác nhau. Sự mô phỏng trong kênh AWGN tại tần số sóng mang fc= 2.24 GHz, với tần số sóng mang phụ N= 64, chu kỳ lấy mẫu
Bảng các từ viết tắt Ts=50ns, và độ sai lệch dao động nội thạch anh là 100 ppm. Khoảng dịch tần số là Δfc.T = 0,7808 với phần n guyên là A = 1, và phần thập phân là ρ = -0,2192. Sự khác nhau giữa hai đường cong tại SNR thấp là do bỏ qua xuyên nhiễu ở trong (3.4). Hình 3.3: Độ lệch chuẩn ước lượng phần thập phân CFO tại các giá trị SNR khác nhau Từ (3.6) ta có thể tính xấp xỉ để giảm SNR do khoảng dịch tần số trong hệ OFDM, kết hợp kết quả đó với (3.7) và giả thuyết ước lượng phần nguyên luôn đúng. Sự giảm SNR sau khi ước lượng và bù khoảng tần số được tính như sau: 10 1 (3.8) D(dB)  x 12 ln 10 10 Điều này là không đáng kể trong hệ thống có N lớn. 3.2.2.2 Ước lượng phần nguyên Đối với ước lượng phần nguyên, 2N mẫu tín hiệu liên tiếp của ký hiệu FOE dài là phần thập phân đầu tiên được bù:
Bảng các từ viết tắt  l  j 2  N y ' (l )  e y (l ) l  [0,2 N ) Giả sử sự ước lượng phần ước lượng thập phân là hoàn hảo, các mẫu tín hiệu được bù có thể được tách thành hai ký hiệu FFT: y1  y ' (0 ), ..., y ' ( N  1)  s  z1  y2   y' ( N ), ..., y' (2N  1)  s  z2  Vector ρ có các thành phần: l j 2A N s ( l ). e , l  [0, N ) Vì hai ký hiệu FFT có cùng vector tín hiệu, một ký hiệu FFT mới có thể được tạo ra bằng cách cộng chúng với nhau để tăng SNR lên gần 3dB, tức là: y  y1  y2  2s  z1  z2 Sử dụng y/2 và nhiễu cùng tỷ lệ theo đó.FFT cho y/2: l   j 2n l N 1  j 2 A 1  s ( l ). e N  z (l )  e  N Y (n)    N l0     = { U(k) C(k)} k  mod( + Z(n) n  A, N ) Một chuỗi PN được mã hóa vi phân qua các sóng mang phụ lân cận để ước lượng xoay quanh phần nguyên A. Giải mã vi phân các Y(n) rồi tính tương quan giữa kết quả với các phiên bản xoay vòng của chuỗi PN ta sẽ tìm được một đỉnh biên độ duy nhất xác định A. 3.2.3 Bám đuổi lỗi thặng dư FOE
Bảng các từ viết tắt Xét một hệ thống OFDM với một chu kỳ kí hiệu: TD= Tg+T hoặc ND=Ng+N biểu diễn số mẫu tín hiệu. Thừa số pha của khoảng dịch tần số trong N mẫu tín hiệu FFT của ký hiệu OFDM được biểu diễn: ND l ND l j ( 2   f C T )( m j 2  ( A   )( m ) ) N N N N e e (3.9) Trong đó, : chỉ số symbol, : chỉ số mẫu m l Cho FOE đúng, khi đó thừa số pha sau khi bù khoảng dịch tần số là: ND ND l l  j 2   j 2   j 2  ) (m m    N N N N e e .e (3.10) ND  j 2  m  N e Giá trị số hạng trong (3.10) gây ra lỗi pha tín hiệu, l  j 2   N e còn số hạng gây ra nhiễu ICI. Vì thừa số là không đổi trên toàn bộ symbol nên nó có thể được bù trong miền tần số sau bộ FFT. Tín hiệu FFT được biểu diễn: ND  j 2  m N U (m, k ) C (m, k )  Z ( m, k ) Y (m, k )  e (3.11) k : chỉ số sóng mang phụ đã bỏ qua ICI ND Lỗi pha (  2  m ) tăng tuyến tính trên các symbol. N Có thể bám đuổi lỗi pha bằng cách dùng vòng khóa pha số DPLL. Hàm truyền đạt của DPLL là: 2 n ( z  1 )   n2 H (z)  (3.12) ( z  1 ) 2  2 n ( z  1 )   n2
Bảng các từ viết tắt Trong đó, : hệ số tắt dần  : tần số của DPLL n DPLL bậc hai thường sử dụng thay cho DPLL bậc một vì do yêu cầu lỗi ND trạng thái là ổn định đối với đầu vào tuyến tính, tức là (  2  ). m  N Miền ổn định cho DPLL là:    1   1   hoặc (3.13) 0   n  2  0   n  2  2  n   n  1  4  Điều này phải thỏa mãn khi chọn các tham số DPLL. Để thực hiện tách sóng pha, phải ước lượng hệ số lỗi pha. Vì hệ số lỗi pha là chung cho các sóng mang phụ nên được ước lượng sử dụng J. N 1  (m , k ) C  (m , k ) Y (m, k ) U J (3.14) k 0 Để tính J phải biết cả dữ liệu U(m,k) và các đáp ứng kênh C(m,k). Tách sóng pha được thực hiện:  e ( m )  arg [ J ]   ( m ) (3.15) Trong đó, e(m) : giá trị ra của bộ tách sóng   m  : giá trị ra của DPLL 1 a rg[J] : ước lượng nhiễu và có độ lệch chuẩn là 2N SNR
Bảng các từ viết tắt Hình 3.4: Bám đuổi pha DPLL Hình (3.4) cho thấy kết quả mô phỏng của hệ thống sử dụng DPLL với SNR là 3dB và lỗi FOE là   = - 0.017. Đường ô vuông biểu thị lỗi pha không được bám đuổi. Pha được giới hạn trong đoạn [- π, π]. Đường tròn biểu thị lỗi pha sau DPLL, gần như không đáng kể. DPLL có  n = 6,25x10-2 và   1,25 . 3.3 Đồng bộ ký tự trong OFDM Việc đồng bộ ký tự phải xác định được thời điểm ký tự bắt đầu. Với việc sử dụng tiền tố lặp (CP) thì việc thực hiện đồng bộ trở nên dễ dàng hơn nhiều. Hai yếu tố được chú ý khi thực hiện đồng bộ ký tự là lỗi thời gian và nhiễu pha sóng mang.  Có hai loại lỗi thời gian đó là lỗi định thời trong lấy mẫu symbol OFDM do sự trôi nhịp (Clock drift) và lỗi định thời do symbol tự sinh ra do sự sai lệch thời gian của thời điểm bắt đầu ký tự thu. Sự mất đồng bộ do lấy mẫu có thể
Bảng các từ viết tắt khắc phục nhờ sử dụng đồng hồ lấy mẫu có độ chính xác cao. Do đó, vấn đề lúc này là lỗi định thời symbol. Nếu lỗi định thời symbol đủ nhỏ sao cho đáp ứng xung của kênh vẫn còn nằm trong khoảng của thành phần CP trong tín hiệu OFDM thì nó sẽ không gây ảnh hưởng đến chất lượng hệ thống. Trong trường hợp lỗi này lớn hơn khoảng thời gian của CP sẽ xảy ra nhiễu ISI. Khi đó sự đồng bộ được yêu cầu chặt chẽ hơn.  Nhiễu pha sóng mang là hiện tượng xoay pha của các sóng mang do sự không ổn định của bộ tạo dao động bên phát hay bên thu. Có hai phương pháp chính để đồng bộ symbol. Đó là phương pháp đồng bộ dựa vào tín hiệu pilot và phương pháp dựa vào CP. Ngoài ra, còn có một phương pháp đó là đồng bộ khung symbol trên mã đồng bộ khung. 3.3.1 Đồng bộ tín hiệu dựa vào tín hiệu Pilot Phương pháp đã được sử dụng cho các hệ thống thông tin OFDM/FM, nghĩa là các hệ thống OFDM được truyền dưới dạng điều tần. Máy phát sẽ sử dụng mã hóa một số các kênh phụ với tần số và biên độ biết trước. Sau này thì phương pháp này được điều chỉnh để có thể sử dụng cho truyền dẫn tín hiệu OFDM điều chế biên độ. Thuật toán đồng bộ gồm 3 bước: Nhận biết công suất (Power Detection), đồng bộ "thô" (Coarse Synchronization) và đồng bộ "tinh" (Fine Synchronization). Nhiệm vụ của việc nhận biết công suất là xác định xem tín hiệu truyền có phải là OFDM hay không bằng cách đo công suất thu và so sánh với mức ngưỡng.
Bảng các từ viết tắt Trong bước đồng bộ "thô", tín hiệu sẽ được đồng bộ lúc đầu với độ chính xác thấp bằng một nửa khoảng thời gian lấy mẫu. Mặc dù độ chính xác trong bước này không cao nhưng nó sẽ làm đơn giản thuật toán dò tìm đồng bộ trong bước tiếp theo. Để thực hiện được sự đồng bộ "thô", người ta tính tương quan giữa tín hiệu thu được với bản sao của tín hiệu phát (được xác định trước) rồi tìm đỉnh tương quan. Tần số ước lượng của các điểm phải gấp khoảng 4 lần tốc độ tín hiệu để đảm bảo tính chính xác trong ước lượng đỉnh tương quan. Trong bước đồng bộ "tinh", do thời gian đồng bộ chính xác nhỏ hơn mẫu tín hiệu nên ảnh hưởng của lỗi đồng bộ và đáp ứng xung kênh chắc chắn nằm trong khoảng của CP (vì khoảng thời gian của CP phải lớn hơn khoảng thời gian đáp ứng xung kênh ít nhất là một mẫu). Vì vậy, lỗi pha ở các sóng mang của các kênh phụ chắc chắn là do lỗi thời gian gây nên. Lỗi này có thể được ước lượng bằng cách sử dụng hồi quy tuyến tính. Khi đó, tín hiệu tại các kênh pilot sẽ được cân bằng. Các symbol pilot được chèn vào tín hiệu OFDM theo một trật tự hợp lý. Thông thường symbol pilot được chèn vào phần đầu tiên của gói OFDM (Hình 3.5). a) k ênh fading phẳng tần số.