Phân tích hiệu năng mạng chuyển tiếp đa chặng sử dụng noma dưới sự ảnh hưởng của giao thoa đồng kênh và khiếm khuyết phần cứng

Phân Tích Hiệu Năng Mạng Chuyển Tiếp Đa Chặng<br /> Sử Dụng NOMA Dưới Sự Ảnh Hưởng Của Giao<br /> Thoa Đồng Kênh Và Khiếm Khuyết Phần Cứng<br /> Nguyễn Xuân Tuyên1 , Phạm Minh Nam2, Trần Trung Duy3 và Phan Văn Ca2<br /> 1<br /> Phòng Kỹ thuật – Trung Tâm Hạ Tầng Mạng Miền Nam, VNPT NET2<br /> 2<br /> Đại Học Sư Phạm Kỹ Thuật Thành Phố Hồ Chí Minh<br /> 3<br /> Học Viện Công Nghệ Bưu Chính Viễn Thông<br /> Email: tuyennxclm@gmail.com, 1727002@student.hcmute.edu.vn, trantrungduy@ptithcm.edu.vn.com, capv@hcmute.edu.vn<br /> <br /> <br /> Abstract— Trong bài báo này, chúng tôi đánh giá tổng dung trang bị nhiều ănten, các mô hình chuyển tiếp có thể được sử<br /> lượng toàn trình của mạng giải mã và chuyển tiếp (Decode-and- dụng để nâng cao độ tin cậy của việc truyền tin giữa nguồn và<br /> Forward) đa chặng sử dụng kỹ thuật đa truy không trực giao các nút đích. Các tác giả của tài liệu [6] đề xuất mô hình<br /> (Non-Orthogonal Multiple Access - NOMA) trên kênh truyền chuyển tiếp cộng tác NOMA với kỹ thuật khuếch đại và<br /> fading Rayleigh. Trong mô hình nghiên cứu, một nguồn đồng<br /> chuyển tiếp (Amplify-and-Forward - AF). Trong tài liệu [7],<br /> thời truyền các dữ liệu khác nhau đến hai đích thông qua sự<br /> chuyển tiếp của nhiều nút trung gian. Để thực hiện điều này, các nút chuyển tiếp sử dụng kỹ thuật giải mã và chuyển tiếp<br /> nguồn và các nút chuyển tiếp phải sử dụng kỹ thuật NOMA tại (Decode-and-Forward - DF) để giúp đỡ nguồn gửi dữ liệu đến<br /> mỗi chặng. Chúng tôi đưa ra biểu thức chính xác tính tổng dung các nút đích.<br /> lượng toàn trình tại hai đích và kiểm chứng sự chính xác bằng Cho đến nay, hầu hết các nghiên cứu về kỹ thuật NOMA<br /> mô phỏng máy tính. Hơn nữa, bài báo cũng nghiên cứu sự ảnh tập trung vào kỹ thuật truyền trực tiếp hoặc chuyển tiếp hai<br /> hưởng của nhiễu đồng kênh và khiếm khuyết phần cứng lên hiệu chặng. Trong tài liệu [8], các tác giả xét mạng chuyển tiếp đa<br /> năng của hệ thống. chặng sử dụng NOMA, trong đó các nút chuyển tiếp sẽ nhận và<br /> chuyển tiếp đồng thời hai dữ liệu đến đích. Hơn nữa, mô hình<br /> Keywords- Mạng chuyển tiếp đa chặng, đa truy nhập không<br /> trực giao (NOMA), giao thoa đồng kênh, khiếm khuyết phần cứng.<br /> được đề xuất trong [8] có sự xuất hiện của nút nghe lén tích<br /> cực (active eavesdropper), vì thế nút nguồn và các nút chuyển<br /> tiếp phải giảm công suất phát của mình để nút nghe lén không<br /> I. GIỚI THIỆU thể giải mã được tín hiệu nhận được tại mỗi chặng. Tương tự<br /> Đa truy nhập không trực giao (Non-Orthogonal Multiple [8], các tác giả của công trình [9] xây dựng mô hình truyền đa<br /> Access - NOMA) [1]-[3] đang nhận được nhiều sự quan tâm chặng giữa một nguồn và một đích, trong đó 02 dữ liệu được<br /> của các nhà nghiên cứu trong và ngoài nước. Đây là kỹ thuật gửi cùng lúc đến đích. Điểm khác biệt giữa [9] với [8] là các<br /> hiệu quả giúp các mạng truyền thông vô tuyến có thể nâng cao nút phát trong [9] phải thu thập năng lượng bên ngoài để sử<br /> được tốc độ truyền dẫn. Kỹ thuật NOMA cho phép ghép các tín dụng cho việc truyền dữ liệu.<br /> hiệu khác nhau tại đầu phát, và rồi gửi dữ liệu kết hợp này đến Khác với các công trình [8] và [9], trong bài báo này, chúng<br /> các đầu thu. Để thực hiện điều này, máy phát phải phân bổ mức tôi đề xuất mô hình chuyển tiếp thông tin đa chặng sử dụng<br /> công suất khác nhau cho các tín hiệu. Ở các đầu thu, tín hiệu NOMA, trong đó nút nguồn sẽ gửi hai dữ liệu đồng thời đến<br /> nào được phân bổ với công suất phát lớn hơn sẽ được giải mã hai đích khác nhau. Hơn thế nữa, chúng tôi cũng khảo sát sự<br /> trước. Sau khi giải mã xong một tín hiệu, máy thu loại bỏ tín ảnh hưởng của giao thoa đồng kênh (co-channel interference)<br /> hiệu này từ tín hiệu tổng, rồi tiến hành giải mã các tín hiệu tiếp và khiếm khuyết phần cứng (hardware impairments) lên hiệu<br /> theo. Tiến trình này được gọi là khử giao thoa tuần tự năng của mạng. Để đánh giá ưu điểm của mô hình đề xuất,<br /> (Successive Interference Cancellation (SIC)). Do đó, một máy chúng tôi đưa ra các công thức tính chính xác dung lượng kênh<br /> phát có thể gửi các dữ liệu đến nhiều máy thu khác nhau cùng trung bình toàn trình tại các nút đích trên kênh fading Rayleigh.<br /> lúc, trên cùng băng tần và mã. Các biểu thức toán học đều được kiểm chứng bằng mô phỏng<br /> Để nâng cao tính ổn định của sự truyền dữ liệu cho các thông qua phần mềm MATLAB.<br /> mạng sử dụng NOMA, kỹ thuật phân tập đa đầu vào đa đầu ra Phần còn lại của bài báo được tổ chức như sau: trong phần<br /> (MIMO: Multiple Input Multiple Output) đã được sử dụng II, chúng tôi miêu tả mô hình đề xuất và hoạt động của mô hình<br /> trong các tài liệu [4]-[5]. Trong [4], kỹ thuật chọn lựa ănten này. Trong phần III, chúng tôi đánh giá hiệu năng của mô hình<br /> phát tốt nhất (TAS: Transmit Antenna Selection) được đề xuất trên kênh fading Rayleigh bằng các biểu thức toán học chính<br /> để nâng cao chất lượng kênh dữ liệu cho các hệ thống MIMO- xác. Phần IV cung cấp các kết quả mô phỏng và phân tích lý<br /> NOMA. Tài liệu [5] nghiên cứu về hệ thống MIMO-NOMA thuyết. Cuối cùng, các kết luận và hướng phát triển của bài báo<br /> trong môi trường vô tuyến nhận thức dạng nền (Underlay được đưa ra trong phần V.<br /> Cognitive Radio). Khi các thiết bị đầu cuối không có khả năng<br /> <br /> <br /> <br /> <br /> 106<br />  II. MÔ HÌNH HỆ THỐNG Bởi vì a1 > a2 , T1 sẽ giải mã x1 trước. Sau khi giải mã<br /> I xong x1 , T1 sẽ loại bỏ thành phần a1 Ph1 x1 ra khỏi tín hiệu<br /> nhận được. Do đó, tín hiệu dùng để giải mã x2 sẽ là:<br /> TK +1<br /> =y1' a2 Ph1 x2 + η h1 + PI g1 + n1. (3)<br /> <br /> Sau khi giải mã xong x1 và x2 , T1 sẽ kết hợp hai tín hiệu<br /> này lại (giống như nguồn đã làm), và gửi tín hiệu kết hợp đến<br /> T2 trong khe thời gian thứ hai. Từ công thức (2), ta có thể xây<br /> T0 T1 T2 TK<br /> TK + 2 dựng biểu thức tính tỷ số SNR tức thời của x1 như sau:<br /> Hình 1. Mô hình hệ thống. a1 P | h1 |2<br /> ψ 1x =<br /> ( a2 + κ 2 ) P | h1 |2 + PI | g1 |2 +σ 2<br /> 1<br /> <br /> <br /> Hình 1 mô tả mô hình hệ thống khảo sát, trong đó nút<br /> nguồn T0 muốn gửi hai dữ liệu cùng lúc đến hai đích ký hiệu (4)<br /> a1∆γ 1<br /> = ,<br /> là TK +1 và TK + 2 , với sự giúp đỡ của K nút chuyển tiếp T1 , T2 , ( a2 + κ ) ∆γ 1 + Qϕ1 + 1<br /> 2<br /> <br /> …, TK . Giả sử, nguồn nhiễu I cũng đang sử dụng cùng băng<br /> tần với nguồn và các nút chuyển tiếp, và vì vậy nút này sẽ gây với ∆ =P / σ 2 , Q = PI / σ 2 , =<br /> và γ 1 | h=<br /> 1 | , ϕ1 | g1 | là các độ<br /> 2 2<br /> <br /> nhiễu đồng kênh với các nút thu trong mạng. Ta cũng giả sử lợi kênh truyền.<br /> rằng tất cả các nút đều chỉ có 01 ănten và hoạt động ở chế độ Từ công thức (3), tỷ số SNR của x2 được tính như sau:<br /> bán song công. Do đó, sự chuyển tiếp dữ liệu giữa nguồn và<br /> các đích được thực hiện thông qua ( K + 1) khe thời gian trực a2 ∆γ 1<br /> ψ 1x = 2<br /> . (5)<br /> giao. κ 2 ∆γ 1 + Qϕ1 + 1<br /> Xét khe thời gian thứ nhất, nút nguồn T0 sẽ kết hợp hai dữ<br /> Một cách tổng quát, xét ở khe thời gian thứ k ,<br /> liệu x1 và x2 như sau: k = 1, 2,..., K , tại đây Tk −1 truyền hai dữ liệu x1 và x2 đến<br /> =x+ a1 Px1 + a2 Px2 , (1) Tk . Tương tự như (4) và (5), biểu thức SNR của x1 và x2 sẽ<br /> lần lượt là:<br /> với x1 là dữ liệu mà T0 muốn gửi đến TK +1 , x2 là dữ liệu mà<br /> a1∆γ k<br /> T0 muốn gửi đến TK + 2 , P là tổng công suất phát của T0 ψ kx = ,<br /> ( a2 + κ ) ∆γ k + Qϕk + 1<br /> 1<br /> 2<br /> <br /> (cũng như của các nút phát Tk khác, k = 1, 2,..., K ), a1 và a2 (6)<br /> a2 ∆γ k<br /> là các hệ số phân chia công suất, với a1 > a2 , a1 + a2 =<br /> 1. ψ x2<br /> = 2 ,<br /> k<br /> κ ∆γ k + Qϕ k + 1<br /> Tiếp theo, T0 gửi x+ đến T1 . Dưới sự tác động của fading<br /> kênh truyền, giao thoa đồng kênh và phần cứng không hoàn với γ k là độ lợi kênh fading Rayleigh giữa Tk −1 và Tk , và ϕ k<br /> hảo, tín hiệu nhận được tại T1 được viết ra như sau: là độ lợi kênh fading Rayleigh giữa I và Tk .<br /> Bây giờ ta xét đến chặng cuối cùng khi TK gửi x+ đến hai<br /> y1 =( x+ + η ) h1 + PI g1 + n1<br /> (2) đích TK +1 và TK + 2 . Nút đích TK +1 sẽ trực tiếp giải mã x1 , và<br /> = a1 Ph1 x1 + a2 Ph1 x2 + η h1 + PI g1 + n1 , tỷ số SNR của x1 được tính tương tự như công thức (4):<br /> với h1 là hệ số kênh fading Rayleigh giữa T0 và T1 , PI là a1∆γ K +1<br /> ψ Kx +1 = , (7)<br /> ( a2 + κ ) ∆γ K +1 + QϕK +1 + 1<br /> 1<br /> <br /> công suất phát của nguồn nhiễu I, g1 là hệ số kênh fading 2<br /> <br /> Rayleigh giữa I và T1 , n1 là nhiễu Gauss trắng cộng tính tại<br /> T1 với trung bình bằng 0 và phương sai σ 2 (giả sử nhiễu cộng với γ K +1 là độ lợi kênh fading Rayleigh giữa TK và TK +1 ,<br /> tại tất cả các thiết bị thu đều có trung bình bằng 0 và phương ϕ K +1 là độ lợi kênh truyền fading Rayleigh giữa I và TK +1 .<br /> sai σ 2 ), và η là tổng mức suy hao phần cứng tại thiết bị phát Đối với nút đích TK + 2 , nút này phải giải mã x1 trước, rồi<br /> của T0 và thiết bị thu của T1 [10]. Hơn nữa, η cũng được mô sau khi loại bỏ thành phần chứa x1 ra khỏi tín hiệu nhận được,<br /> hình bằng một biến ngẫu nhiên có phân phối Gauss với trung TK + 2 mới giải mã x2 . Do đó, biểu thức SNR của x2 được xác<br /> bình bằng 0 và phương sai là Pκ 2 [10], với κ 2 là tổng mức định tương tự như công thức (5):<br /> suy hao phần cứng tại đầu phát và đầu thu.<br /> a2 ∆γ K + 2<br /> ψ Kx +1 =<br /> 2<br /> , (8)<br /> κ 2 ∆γ K + 2 + Qϕ K + 2 + 1<br /> <br /> <br /> <br /> <br /> 107<br /> với γ K + 2 là độ lợi kênh fading Rayleigh giữa TK và TK + 2 ,  <br /> a1∆γ m<br /> ϕ K + 2 là độ lợi kênh truyền fading Rayleigh giữa I và = Fψ x1 ( x ) Pr  < x<br /> Bởi vì các nút sử dụng kỹ thuật DF để chuyển tiếp dữ liệu,<br /> TK + 2 . m  a2 + κ ∆γ m + Qϕ m + 1<br /> <br /> 2<br /> ( <br />  (14))<br /> dung lượng kênh toàn trình nhận được tại các đầu cuối TK +1 và (( (<br /> = Pr a1 − a2 + κ 2 x ∆γ m < Qϕ m x + x . ) ) )<br /> TK + 2 được viết như sau:<br /> Quan sát từ công thức (14), ta thấy nếu a1 ≤ a2 + κ 2 x thì ( )<br /> = Cx1<br /> 1<br /> K +1 = (<br /> log 2 1 + min ψ m ,<br /> m 1,2,..., K +1<br /> x1<br /> ( )) Fψ x1 ( x ) = 1 , và nếu a1 > a2 + κ 2 x , ta có thể viết: ( )<br /> (9)<br /> ( ( ))<br /> m<br /> <br /> 1<br /> = Cx2 log 2 1 + min ψn .<br /> x2<br /> Fψ x1 ( x ) = Pr ( γ m < ω1ϕ m x + ω2 x )<br /> K +1 = n 1,2,..., K , K + 2 m<br /> <br /> +∞ (15)<br /> Trong công thức (9), hệ số 1/ ( K + 1) xuất hiện do sự = ∫ Fγ m (ω1 xy + ω2 x ) fϕm ( y ) dy,<br /> 0<br /> <br /> truyền dữ liệu được thực hiện trên ( K + 1) khe thời gian trực với<br /> giao.<br /> Q 1<br /> = ω1 = , ω2 .<br /> ( ) (a − (a )<br /> (16)<br /> III. ĐÁNH GIÁ HIỆU NĂNG HỆ THỐNG a1 − ( a2 + κ 2 ) x ∆ 1 2 +κ2) x ∆<br /> Đầu tiên, ta xét các hàm phân phối của các biến ngẫu nhiên<br /> γ t và ϕt , với=t 1, 2,..., K + 1, K + 2 . Bởi vì các kênh truyền Thay các hàm CDF của γ m (xem (10)) và hàm PDF của<br /> đều là kênh fading Rayleigh, các độ lợi kênh γ t và ϕt sẽ có ϕ m (xem (12)) vào trong công thức (15), sau một số phép tính<br /> phân phối theo hàm mũ (exponential distribution). Thật vậy, tích phân, ta đạt được:<br /> hàm phân phối tích luỹ (CDF: Cummulative Distribution<br /> Ωm<br /> Function) của γ t và ϕt được đưa ra lần lượt như sau (xem [8]- Fψ x1 ( x ) =<br /> 1− exp ( −λmω2 x ) . (17)<br /> [9]):<br /> m<br /> Ω m + λmω1 x<br /> <br /> Fγ t ( x ) =<br /> 1 − exp ( −λt x ) , Từ các kết quả đạt được, ta có thể viết hàm CDF của<br /> <br /> Fϕt ( x ) = 1 − exp ( −Ωt x ) ,<br /> (10)<br /> =m 1,2,..., K +1<br /> ( )<br /> Y1 = min ψ mx1 như sau:<br /> <br /> với λt và Ωt là các tham số đặc trưng, và được tính như trong FY1 ( x ) =<br /> [8]-[9]:  a1<br /> 1, khi x ≥ a + κ 2<br /> λ= dtβ , Ω= ltβ , (11)  2<br /> (18)<br /> t t  K +1<br />  Ωm a1<br /> ∏<br /> với dt là khoảng cách giữa các nút Tt −1 và Tt , lt là khoảng exp ( −λmω2 x ) , khi x <<br /> m =1 Ω m + λ ω<br /> m 1 x a 2 +κ<br /> 2<br /> <br /> cách giữa I và Tt , và β là hệ số suy hao đường truyền.<br /> Do đó, các hàm mật độ xác suất (PDF: Probability Density Một cách tương tự, đặt Y2 =<br /> =<br /> min<br /> n 1,2,..., K , K + 2<br /> (ψ ) , ta cũng đạt<br /> x2<br /> n<br /> Function) của γ t và ϕt sẽ lần lượt là:<br /> được hàm CDF của Y2 như sau:<br /> fγ t ( x ) = λt exp ( −λt x ) , fϕt ( x ) = Ωt exp ( −Ωt x ) .<br /> FY2 ( x ) =<br /> (12)<br /> <br /> Bây giờ ta xét đến biến ngẫu nhiên Y1 =<br /> =<br /> min<br /> m 1,2,..., K +1<br /> (ψ ) ,<br /> x1<br /> m<br />  a2<br /> 1, khi x ≥ κ 2<br />  (19)<br /> hàm CDF của Y1 sẽ được thiết lập như sau:  Ω exp −λ ω x K Ω exp −λ ω x<br /> ( K +2 4 ) ( n 4 ) , khi x < a2<br />  K +2 ∏ n<br /> <br /> FY1 ( x=<br /> ) Pr (Y1 < x=) Pr = ( min<br /> m 1,2,..., K +1<br /> (ψ ) < x )<br /> x1<br /> m<br />  Ω K + 2 + λK + 2ω3 x n =1 Ω n + λnω3 x κ2<br /> (13) với<br /> ( )<br /> K +1<br /> 1 − ∏ 1 − Fψ x1 ( x ) ,<br /> =<br /> m Q 1<br /> m =1<br /> =ω3 = ,ω . (20)<br /> với Fψ x1 ( x ) là hàm CDF của ψ . Sử dụng (6), ta có:<br /> x1 ( a2 − κ 2 x ) ∆ 4 (a2 − κ 2x) ∆<br /> m<br /> m<br /> <br /> Bây giờ, ta xét đến dung lượng kênh trung bình đạt được tại<br /> đích TK +1 . Thật vậy, sử dụng công thức (9), ta có thể viết:<br /> <br /> <br /> <br /> <br /> 108<br />  +∞1 đích TK + 2 tăng, điều này giúp độ lệch dung lượng kênh giữa<br /> =Cx1 ∫ log 2 (1 + x ) fY1 ( x ) dx<br /> 0 K +1 TK +1 và TK + 2 giảm. Tuy nhiên, ta cần lưu ý rằng khi giảm a1<br /> 1 − FY1 ( x )<br /> (21)<br /> thì a2 sẽ tăng, điều này dẫn đến nhiễu mà tín hiệu x2 gây lên<br /> a1<br /> 1<br /> = ∫<br /> ( K + 1) ln ( 2 ) 0<br /> a2 +κ 2<br /> 1+ x<br /> dx.<br /> cho tín hiệu x1 cũng sẽ tăng. Do đó, các hệ số a1 và a2 cần<br /> Tương tự, dung lượng kênh trung bình đạt được tại đích được thiết kế phù hợp để đảm bảo khả năng giải mã x1 và x2<br /> TK + 2 sẽ được tính như sau: tại các nút chuyển tiếp và các nút đích. Cuối cùng, Hình 2 cho<br /> ta thấy các kết quả mô phỏng và lý thuyết trùng với nhau,<br /> 1 a2<br /> 1 − FY2 ( x ) chứng tỏ các biểu thức toán học đưa ra là chính xác.<br /> Cx2 = ∫ κ2<br /> ( K + 1) ln ( 2 ) 0 1 + x<br /> dx. (22)<br /> 1.4<br /> TK+1 (Sim, a1 = 0.95)<br /> <br /> Tiếp đến, thay các công thức (18) và (19) vào trong (21) và 1.2<br /> TK+1 (Sim, a1 = 0.85)<br /> <br /> (22), ta lần lượt thu được biểu thức tính chính xác dung lượng TK+2 (Sim, a1 = 0.95)<br /> <br /> kênh toàn trình đạt được tại các đích TK +1 và TK + 2 . Cuối cùng,<br /> TK+2 (Sim, a1 = 0.85)<br /> 1 TK+1 (Theory)<br /> dung lượng kênh trung bình toàn trình của hệ thống được xác TK+2 (Theory)<br /> định như sau: 0.8<br /> <br /> <br /> <br /> <br /> ACC<br /> =<br /> C Cx1 + Cx2 . (23) 0.6<br /> <br /> <br /> <br /> 0.4<br /> IV. KẾT QUẢ<br /> Trong phần này, chúng tôi thực hiện các mô phỏng Monte- 0.2<br /> Carlo để kiểm chứng các công thức đã được trình bày ở phần<br /> III. Môi trường mô phỏng là một hệ trục tọa độ hai chiều Oxy, 0<br /> trong đó các nút T0 , T1 , …, TK +1 nằm trên trục Ox, sao cho 0 5 10 15 20 25<br /> ∆ (dB)<br /> khoảng cách từ nguồn T0 đến đích TK +1 được cố định bằng 1,<br /> Hình 2. Dung lượng kênh trung bình tại các đích vẽ theo ∆ (dB) khi<br /> và khoảng cách giữa hai nút kề nhau là bằng nhau. Với cách Q = 7.5 dB, K = 1, κ 2 = 0.1 , xD = 1 , yD = 0.1 , xI = 0.5 , yD = 0.5 .<br /> sắp xếp như vậy, nút =Tk ( k 0,1,..., K + 1) sẽ có toạ độ là<br /> ( k / ( K + 1) , 0 ) . Đối với nút đích thứ hai T K +2 và nguồn nhiễu 2.5<br /> TK+1 + TK+2 (Sim, Q=5dB)<br /> I, toạ độ của các nút này sẽ là ( xD , yD ) và ( xI , yI ) . Trong tất TK+1 + TK+2 (Sim, Q=10dB)<br /> <br /> cả các mô phỏng, hệ số suy hao đường truyền được cố định 2<br /> TK+1 + TK+2 (Sim, Q=15dB)<br /> <br /> bằng 3 ( β = 3) .<br /> Theory<br /> <br /> <br /> Tiếp theo, chúng tôi quy ước ký hiệu trên các hình vẽ như<br /> sau: Các kết quả mô phỏng được biểu thị bằng các dấu tròn, 1.5<br /> <br /> vuông, sao, tam giác, trong khi đó các kết quả lý thuyết được<br /> ACC<br /> <br /> <br /> <br /> <br /> vẽ bằng các đường thẳng. Chúng tôi cũng ký hiệu kết quả mô<br /> 1<br /> phỏng bằng từ Sim (SIMulation) và kết quả lý thuyết bằng<br /> Theory. Trên các trục tung, ký hiệu ACC là viết tắt của từ<br /> Average Channel Capacity (Dung lượng kênh trung bình). 0.5<br /> Trong Hình 2, dung lượng kênh trung bình tại các đích<br /> TK +1 và TK + 2 được vẽ theo tỷ số SNR phát ∆ =P / σ 2 (dB).<br /> Trong hình vẽ này, số nút chuyển tiếp giữa nguồn và các đích 0<br /> 0 5 10 15 20 25<br /> bằng 1 ( K = 1) , giá trị của Q bằng 7.5 dB, tổng mức suy hao ∆ (dB)<br /> <br /> phần cứng giữa hai thiết bị thu và phát bằng 0.1 ( κ 2 = 0.1 ), vị Hình 3. Tổng dung lượng kênh trung bình vẽ theo ∆ (dB) khi<br /> trí của nút đích TK + 2 là (1, 0.1) và vị trí của nguồn nhiễu là a1 = 0.9 , K = 2, κ 2 = 0 , xD = 1 , yD = 0.1 , xI = 0.5 , yI = 0.5 .<br /> (0.5, 0.5). Nhìn vào hình vẽ ta thấy dung lượng trung bình tại<br /> các đích tăng khi ∆ tăng. Hơn nữa, nút đích TK +1 đạt được Trong Hình 3, tổng dung lượng kênh trung bình tại các đích<br /> TK +1 và TK + 2 được vẽ theo ∆ (dB) với các giá trị khác nhau<br /> dung lượng kênh lớn hơn nút đích TK + 2 do tín hiệu x1 được<br /> của Q. Trong hình vẽ này, số nút chuyển tiếp giữa nguồn và<br /> phân bổ với công suất lớn hơn, cụ thể a1 > a2 . Ta cũng thấy các đích bằng 2 ( K = 2 ) , hệ số phân chia công suất a1 = 0.9 ,<br /> rằng khi giảm hệ số phân chia công suất a1 từ 0.95 xuống 0.85, phần cứng của các thiết bị thu và phát được giả sử là hoàn hảo<br /> thì dung lượng kênh tại đích TK +1 giảm và dung lượng kênh tại ( κ 2 = 0 ), vị trí của nút đích TK + 2 là (1, 0.1) và vị trí của nguồn<br /> <br /> <br /> <br /> <br /> 109<br /> nhiễu là (0.5, 0.5). Như ta có thể dự đoán, khi công suất phát rằng tổng dung lượng của hệ thống sẽ cao hơn khi phần cứng<br /> của nguồn nhiễu I tăng (Q tăng) thì dung lượng kênh trung của các thiết bị tốt hơn (hệ số suy hao phần cứng κ 2 nhỏ hơn).<br /> bình tại mỗi đích giảm, và do đó tổng dung lượng kênh trung Hơn thế nữa, tổng dung lượng trung bình tăng tuyến tính theo<br /> bình cũng sẽ giảm. Tương tự như Hình 2, để tăng tổng dung ∆ khi phần cứng của các thiết bị là hoàn hảo (κ = 0 ) . Khi<br /> 2<br /> lượng kênh, ta có thể tăng công suất phát của các thiết bị (tăng<br /> ∆ ). Một lần nữa, Hình 3 cho thấy các kết quả mô phỏng và lý phần cứng không hoàn hảo ( κ 2 > 0 ), ta thấy rằng tổng dung<br /> thuyết phù hợp với nhau, điều này minh chứng tính đúng đắn lượng kênh sẽ bảo hoà khi giá trị ∆ đủ lớn. Để chứng minh<br /> của các biểu thức đã được dẫn ra. điều này, ta xem lại các công thức trong (6). Thật vậy, khi ∆<br /> đủ lớn và κ 2 > 0 , ta có các công thức xấp xỉ như sau:<br /> 3 a1∆γ k a1<br /> TK+1 + TK+2 (Sim, κ2 = 0) =ψ kx1 ≈ ,<br /> TK+1 + TK+2 (Sim, κ2 = 0.05) ( a2 + κ ) ∆γ k + Qϕk + 1 a2 + κ 2<br /> 2<br /> <br /> (24)<br /> 2.5<br /> TK+1 + TK+2 (Sim, κ2 = 0.1) a2 ∆γ k a<br /> TK+1 + TK+2 (Sim, κ2 = 0.2)<br /> =ψ x2<br /> ≈ 2.<br /> κ 2 ∆γ k + Qϕ k + 1 κ 2<br /> k<br /> 2 Theory<br /> <br /> Nhìn vào các công thức trong (24), ta dễ thấy dung lượng<br /> ACC<br /> <br /> <br /> <br /> <br /> 1.5 kênh toàn trình trung bình tại TK +1 và TK + 2 sẽ không phụ<br /> thuộc vào ∆ , và hội tụ về các giá trị sau:<br /> 1<br /> 1  a1 <br /> Cx1 ≈ log 2 1 + 2 <br /> ,<br /> K +1  a 2 +κ <br /> 0.5 (25)<br /> 1  a <br /> Cx2 ≈ log 2 1 + 22  .<br /> 0<br /> 0 5 10 15 20 25 30 35<br /> K +1  κ <br /> ∆ (dB)<br /> Trong Hình 5, tổng dung lượng kênh trung bình tại các đích<br /> Hình 4. Tổng dung lượng kênh trung bình vẽ theo ∆ (dB) khi TK +1 và TK + 2 được vẽ theo giá trị K và các vị trí khác nhau của<br /> a1 = 0.95 , Q = 5 dB, K = 3, xD = 1 , yD = 0.1 , xI = 0.5 , yI = 0.5 .<br /> nguồn nhiễu I. Thật vậy, ta cố định hoành độ xI bằng 0.5,<br /> trong khi thay đổi tung độ yI với các giá trị 0.5, 0.4, 0.3 và 0.2.<br /> 0.8<br /> TK+1 + TK+2 (Sim, y I = 0.2) Các thông số khác của hệ thống được thiết lập như sau: hệ số<br /> TK+1 + TK+2 (Sim, y I = 0.3) phân chia công suất a1 = 0.9 , tổng mức suy hao phần cứng<br /> 0.7<br /> TK+1 + TK+2 (Sim, y I = 0.4)<br /> κ 2 = 0.1 , giá trị của ∆ bằng 10 dB, giá trị của Q bằng 7.5 dB,<br /> TK+1 + TK+2 (Sim, y I = 0.5)<br /> 0.6 Theory vị trí của nút đích TK + 2 là (1, 0.1). Nhìn vào Hình 5, ta thấy<br /> tổng dung lượng kênh thay đổi theo giá trị của K. Kết quả cho<br /> 0.5 ta thấy rằng tổng dung lượng kênh lớn nhất khi nguồn truyền<br /> ACC<br /> <br /> <br /> <br /> <br /> dữ liệu trực tiếp đến các đích ( K = 0 ). Nguyên nhân là vì với<br /> 0.4 các vị trí của nguồn I được thiết lập trong mô phỏng, giao thoa<br /> từ I đến các nút chuyển tiếp là lớn bởi các nút chuyển tiếp gần<br /> 0.3 nguồn nhiễu I hơn là các nút đích, nên việc chuyển tiếp không<br /> hiệu quả bằng sự truyền trực tiếp. Ví dụ, khi K=1 và yI =0.2,<br /> 0.2 khoảng cách từ nút chuyển tiếp duy nhất đến nguồn I là ngắn<br /> nhất, vì thế dung lượng kênh trung bình của hệ thống là thấp<br /> 0.1<br /> 0 1 2 3 4 5 nhất, khi so với các trường hợp còn lại. Hình 5 này cũng cho ta<br /> K thấy nguồn I càng gần các nút chuyển tiếp ( yI nhỏ) thì tổng<br /> Hình 5. Tổng dung lượng kênh trung bình vẽ theo K khi κ 2 = 0.1 , dung lượng hệ thống sẽ càng giảm do ảnh hưởng của giao thoa<br /> Q = 7.5 dB, ∆ =10 dB, xD = 1 , yD = 0.1 , xI = 0.5 . đồng kênh gây nên các nút thu sẽ lớn hơn.<br /> Tương tự như Hình 5, Hình 6 vẽ tổng dung lượng kênh<br /> Trong Hình 4, tổng dung lượng kênh trung bình tại các đích trung bình tại các đích TK +1 và TK + 2 được vẽ theo giá trị K và<br /> TK +1 và TK + 2 được vẽ theo ∆ (dB) với các giá trị khác nhau các vị trí khác nhau của nguồn nhiễu I. Các thông số của Hình<br /> 6 giống với các thông số trong Hình 5, chỉ khác ở chỗ nguồn<br /> của κ 2 . Trong hình vẽ này, số nút chuyển tiếp giữa nguồn và<br /> các đích bằng 3 ( K = 3) , hệ số phân chia công suất a1 = 0.95 , nhiễu được đặt ở các vị trí (1.25, yI ) . Với các vị trí này của<br /> nguồn nhiễu I, ta có thể thấy rằng khoảng cách giữa I đến hai<br /> giá trị của Q bằng 5 dB, vị trí của nút đích TK + 2 là (1, 0.1) và<br /> nút đích là gần hơn khoảng cách giữa I và các nút chuyển tiếp.<br /> vị trí của nguồn nhiễu là (0.5, 0.5). Nhìn vào hình vẽ, ta thấy Do đó, nhiễu đồng kênh (trung bình) gây nên tại hai đích sẽ lớn<br /> <br /> <br /> <br /> <br /> 110<br /> hơn tại các nút chuyển tiếp. Như ta có thể thấy từ Hình 6, tổng LỜI CẢM ƠN<br /> dung lượng kênh trung bình lớn nhất khi K = 1 , K = 2 hoặc Nghiên cứu này được tài trợ bởi Quỹ Phát triển khoa học và<br /> K = 3 tuỳ theo giá trị của yI . công nghệ Quốc gia (NAFOSTED) trong đề tài mã số 102.04-<br /> 2017.317.<br /> 0.65 TÀI LIỆU THAM KHẢO<br /> 0.6 [1] L. Dai, B. Wang, Y. Yuan, S. Han, Chih-lin I ; Z. Wang, “Non-<br /> orthogonal multiple access for 5G: solutions, challenges, opportunities,<br /> 0.55 and future research trends,” IEEE Communications Magazine, vol. 53,<br /> no. 9, pp. 74 – 81, Sept. 2015.<br /> 0.5 [2] Z. Ding, Y. Liu, J. Choi, Q. Sun, M. Elkashlan, Chih-Lin I, H. V. Poor,<br /> “Application of Non-Orthogonal Multiple Access in LTE and 5G<br /> 0.45 Networks,” IEEE Communications Magazine, vol. 55, no. 2, pp. 185 –<br /> 191, Feb. 2017.<br /> ACC<br /> <br /> <br /> <br /> <br /> 0.4<br /> [3] Y. Chen, A. Bayesteh, Y. Wu, B. Ren, S. Kang, S. Sun, Q. Xiong, C.<br /> 0.35 Qian, B. Yu, Z. Ding, S. Wang, S. Han, X. Hou, H. Lin, R. Visoz, R.<br /> Razavi, “Toward the Standardization of Non-Orthogonal Multiple<br /> 0.3 TK+1 + TK+2 (Sim, y I=0.2)<br /> Access for Next Generation Wireless Networks,” IEEE Communications<br /> Magazine, vol. 56, no. 3, pp. 19 – 27, March 2018.<br /> TK+1 + TK+2 (Sim, y I=0.3)<br /> 0.25<br /> [4] H. Lei, J. Zhang, K.-H. Park, P. Xu, Z. Zhang, G. Pan, M.-S. Alouini,<br /> TK+1 + TK+2 (Sim, y I=0.4)<br /> “Secrecy Outage of Max–Min TAS Scheme in MIMO-NOMA<br /> 0.2 TK+1 + TK+2 (Sim, y I=0.6)<br /> Systems,” IEEE Transactions on Vehicular Technology, vol. 67, no. 8,<br /> Theory pp. 6981 – 6990, Aug. 2018.<br /> 0.15<br /> 0 1 2 3 4 5 [5] Y. Li, G. A. A. Baduge, “Underlay Spectrum-Sharing Massive MIMO<br /> K NOMA,” IEEE Communications Letters, vol. 23, no. 1, pp. 116-119,<br /> Jan. 2019.<br /> Hình 6. Tổng dung lượng kênh trung bình vẽ theo K khi κ 2 = 0.1 , [6] X. Liang, Y. Wu; D. W. Kwan, Y. Zuo, S. Jin and H. Zhu, “Outage<br /> Q = 7.5 dB, ∆ =10 dB, xD = 1 , yD = 0.1 , xI = 1.25 . Performance for Cooperative NOMA Transmission with an AF Relay”,<br /> IEEE Communications Letters, vol. 21, no. 11, pp. 2428 – 2431, Nov.<br /> 2017.<br /> V. KẾT LUẬN [7] W. Duan, J. Ju, J. Hou, Q. Sun, X.-Q. Jiang, G. Zhang, “Effective<br /> Resource Utilization Schemes for Decode-and-Forward Relay Networks<br /> Trong bài báo này, chúng tôi nghiên cứu hiệu năng của With NOMA,” IEEE Access, vol. 7, pp. 51466 – 51474, Apr. 2019.<br /> mạng chuyển tiếp đa chặng sử dụng NOMA để truyền đồng [8] P. T. Tin, D. T. Hung, T. T. Duy and M. Voznak, "Security-Reliability<br /> thời hai dữ liệu từ nguồn đến hai đích khác nhau. Chúng tôi đã Analysis of NOMA – Based Multi-Hop Relay Networks In Presence Of<br /> an Active Eavesdropper With Imperfect Eavesdropping CSI," Advances<br /> đánh giá dung lượng kênh trung bình tại hai đích bằng toán học in Electrical and Electronic Engineering, vol. 15, no. 4, pp. 591-597,<br /> và mô phỏng dưới sự tác động đồng thời của fading kênh Nov. 2017.<br /> truyền, giao thoa đồng kênh và khiếm khuyết phần cứng. Các [9] P. T. Tin, P. M. Nam, T. T. Duy, T. T. Phuong, N. K. Tam and M.<br /> kết quả cho thấy được sự ảnh hưởng đáng kể của các yếu tố Voznak, "Throughput Analysis of Power Beacon-Aided Multi-hop<br /> Relaying Networks Employing Non-Orthogonal Multiple Access With<br /> nhiễu lên hiệu năng của hệ thống. Để cải thiện hiệu năng, hệ Hardware Impairments," In Proc. of AETA 2018, Ostrava, Czech<br /> thống cần thiết kế các tham số như số chặng và hệ số phân chia Republic, 2018.<br /> công suất một cách phù hợp. Trong tương lai, chúng tôi sẽ phát [10] A. Afana, S. Ikki, “Analytical Framework for Space Shift Keying<br /> triển mô hình đề xuất trên những kênh truyền fading tổng quát MIMO Systems With Hardware Impairments and Co-Channel<br /> Interference,” IEEE Communications Letters, vol. 21, no. 3, pp. 488-<br /> hơn như kênh Nakagami-m và kênh Rician. Hơn nữa, chúng tôi 491, Mar. 2017.<br /> sẽ áp dụng những kỹ thuật thu/phát phân tập MIMO để nâng<br /> cao chất lượng kênh truyền trên mỗi chặng chuyển tiếp.<br /> <br /> <br /> <br /> <br /> 111<br />  Concept Ăng ten cho hệ thống vô tuyến khả tri sử dụng tụ<br /> điện biến dung dựa trên lớp điện môi mỏng BST<br /> Hung Viet Nguyen, Minh Hoang Ho<br /> Khoa viễn thông 1<br /> Học viện Công nghệ Bưu chính Viễn thông<br /> nvhung_vt1@ptit.edu.vn<br /> <br /> Tóm tắt – Việc nghiên cứu và đưa ra mẫu thiết kế ăng ten có thể sử dụng trong hệ<br /> thống vô tuyến khả tri là một yếu tố vô cùng quan trọng. Trong bài viết này, một<br /> mẫu thiết kế ăng ten băng rộng và có khả năng hiệu chỉnh tần số bằng tích hợp tụ<br /> điện có lớp điện môi mỏng có khả năng biến thiên Barium Strontium Tiatanate (Ba<br /> (1-x) SrxTiO3, BST). Thiết kế ăng ten băng rộng được sử dụng để cảm nhận tín<br /> hiệu kênh trong dải tần từ 3 – 7GHz và ăng ten khe sử dụng cho việc phát tín hiệu<br /> biến thiên trong dải từ 4.8 – 5.4 GHz. Kết quả mô phỏng sẽ được trình bày và thảo<br /> luận cụ thể trong nội dung bài viết dưới đây.<br /> Key words – Hệ thống vô tuyến khả tri, Ăng ten băng siêu rộng, BST, lớp điện môi mỏng,<br /> MIM, tụ điện biến thiên.<br /> <br /> I. Giới thiệu<br /> Theo Ủy ban Truyền thông Liên bang Hoa Kỳ (FCC), một hệ thống vô tuyến<br /> khả tri là “ hệ thống có khả thay đổi các tham số của phía phát dựa trên môi trường<br /> mà nó đang vận hành”. Do đó, nhằm mục đích tăng hiệu quả sử dụng và tránh lãng<br /> phí phổ tần trong dải tần số vô tuyến, khái niệm về hệ thống vô tuyến khả tri được<br /> đưa ra thảo luận. Một hệ thống vô tuyến khả tri phải có khả năng nhận vùng phổ<br /> khả dụng và có thể tự cấu hình cho phù hợp để sử dụng[1]. Hay nói một các đơn<br /> giản, một hệ thống vô tuyến khả tri là một hệ thống có khả năng nhận ra vùng phổ<br /> trống và điều chỉnh tần số sao cho phù hợp với kênh tần số để truyền thông tin.<br /> Đối với một hệ thống vô tuyến khả tri, một mẫu thiết kế ăng ten đặc biệt là<br /> vấn đề trọng, cấp thiết cần hoàn thành. Mẫu thiết kế ăng ten được trình bày trong<br /> bài viết bao gồm 2 mạch ăng ten: một ăng ten băng siêu rộng và một ăng ten khe<br /> có khả năng tự cấu hình tần số phát.<br /> Trong hiện nay, có rất nhiều cách thiết kế một ăng ten có khả năng tự cấu<br /> hình, tuy nhiên việc tích hợp 2 mạch ăng ten: băng siêu rộng và băng hẹp có khả<br /> năng tự cấu hình trong một thiết kế ăng ten là vô cùng phức tạp vì việc tích hợp<br /> <br /> <br /> 112<br /> mạch ăng ten có khả năng biến thiên có thể sẽ gây ảnh hưởng đến các tham số của<br /> ăng ten băng rộng và ngược lại. Trong [2], Tawk và Christodoulou đã sử dụng cơ<br /> chế quay cho mẫu ăng ten để biến đổi tần số hoạt động của ăng ten từ 3.5 sang 5.5,<br /> 7.5 và 10.5GHz. Tuy nhiên, tốc độ chuyển đổi của ăng ten là rất chậm (do bản chất<br /> của hệ thống cơ học) và sự phức tạp của hệ thống khiến cho mẫu ăng ten trở nên<br /> phi thực tế.<br /> Lớp điện môi Barium Strontium Titanate (BST) là một trong những vật liệu<br /> đang được nghiên cứu rộng rãi áp dụng cho tần số vô tuyến, do tính điện thẩm cao,<br /> khả năng biến thiên lớn và tổn hao tương đối thấp [8]. Áp dụng các kết quả từ các<br /> bài báo cáo trước đây [9], trong khuôn khổ bài viết này, để đạt được khả năng tự<br /> cấu hình, tụ điện được thiết kế dựa trên cấu trúc MIM (Metal / Insulator / Metal,<br /> kim loại/chất cách điện/kim loại) được tích hợp vào mạch ăng ten khe và cung cấp<br /> cho ăng ten khả năng có thể tự cấu hình lại. Vì tần số hoạt động của ăng ten phụ<br /> thuộc vào các giá trị của tụ điện, nếu giá trị này là một biến có khả năng biến thiên<br /> thì ăng ten có thể tự cấu hình lại để thay đổi tần số hoạt động một cách liên tục.<br /> Trong mô hình ăng ten, mạch ăng ten băng tần siêu rộng được tích hợp cùng với<br /> mạch ăng ten khe trên cùng một lớp chất nền sapphire.<br /> Bài viết này được tổ chức theo cấu trúc như sau. Trong phần II, topology của<br /> ăng ten sẽ được trình bày cụ thể. Quá trình mô phỏng thiết kế và kết quả mô phỏng<br /> sẽ được trình bày trong phần III. Và phần kết luận sẽ được trình bày trong phần<br /> cuối bài viết.<br /> II. Ăng ten topology<br /> A. Mạch ăng ten băng siêu rộng<br /> Hình 1 cho thấy cấu trúc của mạch ăng ten băng siêu rộng. Một đĩa kim loại<br /> hình elip được in trên một chất nền Sapphire có kích thước 40 x 36 mm2 (εr = 10,<br /> tang γ = 0.00002) với độ dày 0,5mm và được cấp điện bởi một đường đường vi<br /> dải. Tụ biến dung được đặt tại một khe hình chữ U được khắc trên mặt phẳng elip<br /> với chiều dài hình chữ U là 27mm và chiều dài cạnh chữ U là 3mm. Kích thước<br /> của khe được mô phỏng nhằm hòa hợp trở kháng với trở kháng 50Ω của nguồn<br /> cấp. Trong toàn bộ quá trình mô phỏng, hằng số điện môi được sử dụng cho tụ biến<br /> dung là εr = 95.<br /> Ăng ten băng rộng được thiết kế với dạng hình elip khuyết với bán kính<br /> chính và phụ của đĩa hình elip lần lượt có kích thước là Rx = 17mm và Ry = 9.35<br /> mm. Ăng ten được thiết kế nhằm mục đích hoạt động trong dải tần từ 3 – 10 GHz,<br /> do đó, cấu trúc đĩa elip sẽ được sử dụng bới khả năng phát xạ trong một dải tần vô<br /> <br /> <br /> 113<br /> cùng rộng nó. Bên cạnh đó, một phần elip bị khuyết đi nhằm đảm bảo công suất<br /> bức xạ vẫn đảm bảo được khả năng thu phát tín hiệu trong truyền dẫn. Nhằm mục<br /> đích thiết kế phù hợp tối giản với mẫu ăng ten băng siêu rộng dòng vi dải của mặt<br /> phẳng đất cũng có dạng hình elip.<br /> <br /> <br /> <br /> <br /> Hình 1: Mặt trên của ăng ten<br /> B. Mạch ăng ten băng hẹp tự cấu hình.<br /> Một khe hình chữ nhật có dạng hình chữ U với chiều rộng W = 3,3mm và<br /> tổng chiều dài là 40,5mm được khắc ở trung tâm của đĩa elip để tạo nên một mạch<br /> ăng ten băng hẹp (Hình 2). Một tụ điện biến đổi dựa trên việc sử dụng lớp BST<br /> mỏng, được đặt ở chính giữa của khe. Hai tụ điện thông thường, được trình bày<br /> trong Hình 3, được sử dụng để tách tín hiệu RF của ăng ten thành điện áp một<br /> chiều DC. Hai tụ điện này có giá trị điện dung tương ứng là 100pF.<br /> Một dòng vi dải 50 ohms được đặt ở dưới chất nền Sapphire nhằm mục đích<br /> cấp điện cho ăng ten. Bằng cách đặt vào giữa hai điện cực một điện áp phân cực<br /> DC, chúng ta có thể thay đổi độ điện thẩm của lớp BST, quá trình này được sử<br /> dụng để cấu hình lại tần số của mạch ăng ten băng hẹp.<br /> <br /> <br /> <br /> <br /> 114<br />  Hình 2: Mạch ăng ten khe được khắc trên đĩa elip.<br /> <br /> Chi tiết về tụ điện biến đổi BST được trình bày trong Hình 3 và Hình 4<br /> <br /> <br /> <br /> <br /> Hình 3: Cấu trúc chi tiết tụ điện biến biến thiên<br /> <br /> <br /> <br /> <br /> Hình 4: Cấu trúc MIM cho tụ điện biến thiên<br /> <br /> Cấu trúc tụ điện biến dung dựa trên cấu trúc MIM đã được nghiên cứu trong<br /> bài nghiên cứu [9]. Cấu trúc này được tạo ra bằng cách đặt bên dưới lớp BST mỏng<br /> một điện cực, tiếp đó là lớp BST và một điện c